12V至220V逆变器电路

发布: 2011-8-19 | 作者: —— | 来源:luliangchao| 查看: 3335次 | 用户关注：

下面是 [12V至220V逆变器电路]的电路图　　电路图PCB板：材料BOM表：R1 = 18k? R2 = 3k3 R3 = 1k R4,R5 = 1k?5 R6 = VDR S10K250 (or S07K250) P1 = 100 k potentiometer C1 = 330nF C2 = 1000 µF 25V T1,T2 = MJ3001 IC1 = 555 IC2 = 4013 LA1 = neon light 230 V F1 = fuse, 5A TR1 = mains transformer, 2x9V 40VA (see text) 4 solder pins(责任编辑：电路图)

下面是[12V至220V逆变器电路]的电路图

电路图

PCB板：

材料BOM表：

R1 = 18k?
R2 = 3k3
R3 = 1k
R4,R5 = 1k?5
R6 = VDR S10K250 (or S07K250)
P1 = 100 k potentiometer
C1 = 330nF
C2 = 1000 µF 25V
T1,T2 = MJ3001
IC1 = 555
IC2 = 4013
LA1 = neon light 230 V
F1 = fuse, 5A
TR1 = mains transformer, 2x9V 40VA (see text)
4 solder pins

下面是 [烙铁逆变电路]的电路图　　元件BOM表：P1-P2 = 47K R1-R2 = 1K R3-R4 = 270R R5-R6 = 100R/1W R7-R8 = 22R/5W C1-C2 = 0.47uF Q1-Q2 = BC547 Q3-Q4 = BC558 Q5-Q6 = BD140 Q7-Q8 = 2N3055 SW1 = On-Off Switch T1 = 230V AC Primary 12-0-12V 4.5A Secondary Transformer B1 = 12V 7Ah(责任编辑：电路图)

下面是[烙铁逆变电路]的电路图

元件BOM表：

P1-P2 = 47K
R1-R2 = 1K
R3-R4 = 270R
R5-R6 = 100R/1W
R7-R8 = 22R/5W
C1-C2 = 0.47uF
Q1-Q2 = BC547
Q3-Q4 = BC558
Q5-Q6 = BD140
Q7-Q8 = 2N3055
SW1 = On-Off Switch
T1 = 230V AC Primary 12-0-12V
4.5A Secondary Transformer
B1 = 12V 7Ah

100W逆变器电路

发布: 2011-8-19 | 作者: —— | 来源:dengzhiyu| 查看: 566次 | 用户关注：

下面是 [100W逆变器电路]的电路图　　元件BOM表：P1 = 250K R1 = 4.7K R2 = 4.7K R3 = 0.1R-5W R4 = 0.1R-5W R5 = 0.1R-5W R6 = 0.1R-5W C1 = 0.022uF C2 = 220uF-25V D1 = BY127 D2 = 9.1V Zener Q1 = TIP122 Q2 = TIP122 Q3 = 2N3055 Q4 = 2N3055 Q5 = 2N3055 Q6 = 2N3055 F1 = 10A Fuse IC1 = CD4047 T1 = 12-0-12V Transformr Connected in Reverse(责任编辑：电路图)

下面是[100W逆变器电路]的电路图

元件BOM表：

P1 = 250K
R1 = 4.7K
R2 = 4.7K
R3 = 0.1R-5W
R4 = 0.1R-5W
R5 = 0.1R-5W
R6 = 0.1R-5W
C1 = 0.022uF
C2 = 220uF-25V
D1 = BY127
D2 = 9.1V Zener
Q1 = TIP122
Q2 = TIP122
Q3 = 2N3055
Q4 = 2N3055
Q5 = 2N3055
Q6 = 2N3055
F1 = 10A Fuse
IC1 = CD4047
T1 = 12-0-12V

下面是[低成本的500W/12V至220V逆变器电路]的电路图

本电路将12V直流转换到220V交流。在这个电路4047是用于生成50Hz的方波，放大，再放大的电流通过变压器的电压。

(责任编辑：电路图) 逆变器电路图及原理简介

      逆变器是一种把直流电能（电池、蓄电瓶）转变成交流电（一般为220伏50HZ正弦波或方波）的装置。我们常见的应急电源，一般是把直流电瓶逆变成220V交流的。简单来讲，逆变器就是一种将直流电转化为交流电的装置。

      不管是在偏远家村，或是野外需要或是停电应急，逆变器都是一个非常不错的选择。比较常见的是机房会用到的UPS电源，在突然停电时，UPS可将蓄电池里的直流电逆变为交流供计算机使用，从而防止因突然断电而导致的数据丢失问题。

      本文将介绍两种比较简单的逆变器电路图。并附以简单的逆变器电路图说明，有兴趣的朋友可以研究下，自已动手做一个逆变器也确实是一件非常有成就感的事。以一就是一张较常见的逆变器电路图。

      以上是一款较为容易制作的逆变器电路图，可以将12V直流电源电压逆变为220V市电电压，电路由BG2和BG3组成的多谐振荡器推动，再通过BG1和BG2驱动，来控制BG6和BG7工作。其中振荡电路由BG5与DW组的稳压电源供电，这样可以使输出频率比较稳定。在制作时，变压器可选有常用双12V输出的市电变压器。可根据需要，选择适当的12V蓄电池容量。原文地址：http://www.51rectifier.com/news/9711830.html转载请保留出处

      以下是一款高效率的正弦波逆变器电器图，该电路用12V电池供电。先用一片倍压模块倍压为运放供电。可选取ICL7660或MAX1044。运放1产生50Hz正弦波作为基准信号。运放2作为反相器。运放3和运放4作为迟滞比较器。其实运放3和开关管1构成的是比例开关电源。运放4和开关管2也同样。它的开关频率不稳定。在运放1输出信号为正相时，运放3和开关管工作。这时运放2输出的是负相。这时运放4的正输入端的电位（恒为0）总比负输入端的电位高，所以运放4输出恒为1，开关管关闭。在运放1输出为负相时，则相反。这就实现了两开关管交替工作。

      当基准信号比检测信号，也即是运放3或4的负输入端的信号比正输入端的信号高一微小值时，比较器输出0，开关管开，随之检测信号迅速提高，当检测信号比基准信号高一微小值时，比较器输出1，开关管关。这里要注意的是，在电路翻转时比较器有个正反馈过程，这是迟滞比较器的特点。比如说在基准信号比检测信号低的前提下，随着它们的差值不断地靠近，在它们相等的瞬间，基准信号马上比检测信号高出一定值。这个“一定值”影响开关频率。它越大频率越低。这里选它为0.1~0.2V。

      C3，C4的作用是为了让频率较高的开关续流电流通过，而对频率较低的50Hz信号产生较大的阻抗。C5由公式：50=算出。L一般为70H，制作时最好测一下。这样C为0.15μ左右。R4与R3的比值要严格等于0.5，大了波形失真明显，小了不能起振，但是宁可大一些，不可小。开关管的最大电流为：I==25A。

      现有的逆变器，有方波输出和正弦波输出两种。方波输出的逆变器效率高，对于采用正弦波电源设计的电器来说，除少数电器不适用外大多数电器都可适用，正弦波输出的逆变器就没有这方面的缺点，却存在效率低的缺点，如何选择这就需要根据自己的需求了。

图11：

图11为1000W 正弦波逆变器的PCBLayout.

图12：

图11原理图由辅助电源、DC-DC升压控制部分、DC输入电压、电流、功率监测的微处理器构成。

图13：

图13原理图由DC-DC功率部分、DC-AC功率部分、DC-AC控制部分、输出保护电路构成。其中DC-AC控制主要由microchip的16位DSPDSPIC30F2010 生成SPWM经过DC-AC功率部分得到纯正正弦波。生成SPWM的具体算法请看下的DSP程序设计部分。

图14：

图15：

图14、图15为DSP DSPIC30F2010程序设计.下面就简要的介绍生成SPWM的算法。首先以交流电表达式Umsinωt生成一常数列表，其中Um为交流电的幅度也是DC升压。软件通过查表得到占空比随正弦函数变化的SPWM，然后通过DC-AC功率部分转换成纯正弦波电压。当Um不变时输出为稳定的交流电压，但实际的DC升压不是很稳定，因此需要在交流电表达式Umsinωt中乘以一系数C作为补偿才能得到纯正而稳定的正弦交流电压。补偿后的交流电表达式为UmCsinωt,C=Um/U Um是输出正弦交流电压幅度，U为当前DC升压，当U≧Um时输出才能得到稳定的正弦交流电压。

下面就举例说明如何补偿：

假设当前的DC升压U为360V,输出电压为220V AC，侧交流电的幅度Um为311.08V，C=311.08/360=0.864 。此时软件通过查表得Umsinωt中的一常数再乘以0.864就得到当前SPWM的占空比。

10A可调稳压的MSK5012ONG>

MSK5012是一个高度可靠的可调电压regulator.Whose输出，可使用两个电阻编程。稳压器具有非常低的压差电压(0.45V @ 10A)由于使用非常低的RDS(ON)内部的一系列传递element.The MS5012 MOSFT与的，高水平的精度和纹波拒绝周围45分贝。它可在5引脚SIP封装，是从内部电路电气隔离。这给我们的自由，以适合的IC直接到散热器，这直接散热，提高散热。

说明

该电路的输出电压从1.3V至36V DC.Resistors R 1和R 2 的可调编程输出voltage.For所有的应用程序，R值是固定的2到 10K。在R的关系1 ，R 2和输出电压Vout是根据方程 R 1 = R 2(Vout/1.235)-1 。C 1是一个滤波电容，这也是一个内部的一系列传递MOSFET栅极驱动电路的一部分。的3倍的输入电压，该电容会出现，所以它的额定电压必须选择 accordingly.C 2输入滤波电容，而C 3是输出滤波电容。

电路图

10A可调电压调节器MSK5012

注意事项

输入电压3V至36V DC。

输出电压范围13V至36V直流。

MSK5012的典型应用是高效率线性稳压器，恒定电压/电流调节器，系统电源等。

核心是723稳压器集成电路

本文描述一个应用于光伏并网发电系统，采用直接电流控制的三相电压源型PWM并网逆变器的设计过程，并对逆变器的控制策略进行了分析和研究，并采用三菱公司的智能功率模块IPM50RSA060和德州仪器(TI)公司的DSP芯片TMS320LF2407设计了原型样机。最后的实验结果表明采用PWM控制的逆变器适合应用于中小型功率光伏并网发电系统，且有广泛的应用前景。

　　1 光伏并网

　　发电系统组成

　　光伏并网发电系统主要由太阳能电池板(即光伏阵列)，并网逆变器,滤波电抗器和DSP控制电路构成。整个系统的结构如图1所示。

　　由图1可见光伏并网发电系统利用太阳能电池板将太阳能转化为直流电能，再利用并网逆变器的受控电流源特性，控制逆变器运行在发电状态,将直流电转化为交流电馈送电网。

　　整个系统能量的变换和传递过程，是利用IPM模块构成的并网逆变器路来实现的，而并网逆变器的控制则是通过DSP生成驱动主电路的PWM信号来完成。

　　2 并网逆变器控制原理

　　根据光伏并网发电系统的工作原理可知，并网逆变器是整个并网发电系统的核心装置，并网逆变器的性能决定着整个系统的性能。针对图l所示的光伏并网发电系统,本文所设计的并网逆变器采用三相半桥逆变器拓扑结构，其结构如图2所示。

　　并网逆变器交流侧所输出的电压电流信号满足下列方程式

　　上述模型中L代表交流侧电感参数，R为电感中的寄生电阻，由于电感等效阻抗远大于电阻阻值，在系统设计过程中R对调节器设计影响可以忽略。

　　根据三相电压源型PWM并网逆变器的数学模型，可知并网逆变器通过控制三相电压源型逆变器桥臂输出电压来控制输出电流，在控制输出电流得同时，为提高光伏并网逆变系统发电量，充分利用在同等光照条件的光伏阵列所能提供的最大功率，在相应的光伏并网逆变器装置控制系统中引入了最大功率点跟踪(MPPT)技术。

　　图2所示为并网逆变器控制结构。从图2中可知并网逆变器控制结构的外环为功率环，采用自寻优MPPT算法。自寻优算法通过采样当前逆变器装置的输出电压电流信号计算出当前时刻的输出功率，再与前一时刻所计算出的输出功率进行比较，根据输出功率的大小不断调整并网逆变器的工作点，最终使得并网逆变器的工作点沿着光伏阵列最大功率曲线变化。逆变器根据MPPT算法计算出的光伏阵列在此功率点下直流电压环指令信号，电压环的误差信号经由PI调节器环节后输出电流环幅值指令，幅值指令与电网电压的同步信号相乘作为电流环的同步指令信号，系统的输出电流由电流误差和内环比例调节器控制，电流环的增益决定着系统输出电流能否准确跟踪指令信号，同时决定光伏并网系统能否以单位功率因数实现最大功率并网发电。

　数字控制器是并网逆变器装置的核心部件，并网逆变器主要通过数字控制器来实现数据采样、调节器计算和PWM驱动信号发生，同时也可以实现与人机操作界面的通讯功能。这里的控制器选择TI公司的DSP芯片TMS320LF2407。该DSP芯片是一种高速专用微处理器，保持了一般微处理器系统的特点，又具有优于通用微处理器对数字信号处理的运算能力。它采用了改进型哈佛结构，多组总线技术实现并行运行机制，还有专门的乘法累加器结构，以及提供了非常灵活的指令系统,这一切都极大地增加了运算速度,也提高了系统的灵活性。同时F2407内部集成许多外设，F2407含有操作速率为20MIPS(每秒执行百万条指令)的CPU，片内含有32KB快闪存储器(Flash)，2592字数据存储器;10位模数转换器;包含同步串行外设接口(SPI)，异步串行通讯接口(SCI)和CAN通讯接口;备有4种掉电模式，采用基于JTAG扫描的仿真技术;用于PWM控制的事件管理器，包含4个通用定时器，9个比较单元， 12路PWM输出。其数模转换器可以处理16路模拟信号，能同时对2路模拟信号进行采样和转换，一次A/D转换时间小于1μs。其PWM波形生产单元包含可编程死区控制，可输出非对称PWM波形，对称PWM波形或空间矢量PWM波形。

　　逆变器主电路采用日本三菱公司智能功率模块IPM50RSA060，内部有6只IGBT组成三相桥臂，还集成了各种IGBT的驱动电路以及异常情况的检测单元，如短路检测、过流检测、欠压检测、过温检测等。当上述的任一异常信号被检测到时，IPM模块的F0信号可以通过光耦隔离后送到DSP的功率驱动保护引脚，以实现相应的保护。

　　4 软件设计

　　利用DSP控制电路的优点结合逆变器装置的控制算法，设计了采用固定开关频率的逆变器控制系统软件。系统软件由主程序和中断服务子程序构成。图3为软件实现PWM信号发生的中断服务程序框图。

　　5 实验结果

　　采用上述方案，本文设计了一台5kW样机，考虑到并网逆变器与电网直接相联，交流侧输出电流决定着并网逆变器性能，因此系统实验主要关注并网输出电流的波形和装置功率因数。

　　从图4可看出，三相系统具有较好的正弦输出电流波形，且三相电流保持平衡。从图5可看出并网发电运行时，网侧具有负单位功率因数。

　　6 结语

　　本文比较完善的阐述了基于DSP的光伏并网逆变器及其控制的软硬件实现.设计的并网逆变器能够有效实现光伏阵列并网发电功能，同时可以实现发电时能以单位功率因数输出平滑的正弦电流，波形减少对电网的谐波注入。在并网逆变器装置设计过程中，利用高速的数字信号处理器和智能功率模块硬件集成度高、保护功能强大、性能可靠等特点简化了并网逆变器装置的硬件设计和成本，同时提高了装置运行的可靠性。

1  逆变电源整体介绍

　　为满足电源敏感性设备对逆变电源的要求， 目标IPS 采用本次设计的电路作为核心； 以高速数字信号微处理器（ DSP TMS320F2808） 及外围器件作为信号产生及反馈检测调整模块； 以ARM7 单片机ST M32F103及其外设作为人机交互逻辑控制模块， 两个模块交互协同控制。应用硬件自反馈调节SPWM 波形输出， 采用DSP 数字化算法提供高精度锁相技术。软件编程进行全数字化分任务模块控制， DSP 模块执行IGBT 逆变所需的控制波形产生、反馈调节、铅酸蓄电池充电波形产生及调节、自检和自侦测功能， 对电路板上所有独立电路连接进行自检和故障分析等功能。而ARM7 模块执行参数设定、运行管理、环境参数监控和人机交互处理等任务。DSP 模块控制力求精准， ARM 模块则具备完善的系统级事件管理功能。如图1 所示， 两个模块在任务上相互独立而又紧密联系， 分工协调共同维护IPS 的正常运转。

图1  IPS 逆变原理框图

　　2   双核控制系统的组成

　　2. 1   DSP 控制模块

　　该模块是逆变信号产生及反馈检测调整模块， 核心是一片C2000 系列高性能DSP 处理器TMS320F2808（ 以下简称F2808） , F2808 产生的SPWM 信号经过CPLD 进行逻辑延时移相形成三相逆变器IGBT 控制信号。F2808 是德州仪器（ TI） 公司的一款高速DSP 芯片， 最高运行速度可达100 MIPS, 为适应工控强干扰环境， F2808 内部集成了增强型输入捕获单元（ eCAP） 和带死区控制功能的输出比较PWM 产生单元（ ePWM） ,12 位16 通道快速ADC 单元； 内核支持用于定点DSP实现浮点运算的IQ 变换函数库； 还有诸如SCI, SPI,eCAN 等丰富而通用的外设接口。如图2 所示， 设计中F2808 的主要任务是监控IPS 功率部分的开关状态和动作， 根据逆变器和负载状态反馈调整3 路SPWM波形的输出， 电池充电脉冲控制。DSP 输出的3 路SPWM 信号直接送给CPLD, 经过CPLD 的等间隔脉冲延迟移相作为逆变器产生U, V, W 三相电的控制波形。

图2   DSP 控制模块框图

　逆变电源是一种采用电力电子技术进行电能变换的装置。随着电力电子技术的发展，逆变电源的应用越来越广泛，但应用系统对逆变电源的输出电压波形特性也随之提出了越来越高的要求，因为电源的输出波形质量直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。

　　随着数字信号处理技术的发展，以SPWM控制方式设计的逆变电源越来越受到青睐。本文介绍的SPWM逆变电源就是采用PIC单片机来实现SPWM控制和正弦波方式输出，而且电路简单，性能安全可靠，灵活性强，同时可以降低谐波，提高效率。

　　1 SPWM逆变器结构

　　逆变电源的拓扑结构有多种形式，图l所示是SPWM逆变电源的基本结构，它主要由变压器中心抽头推挽式升压电路、逆变电路、滤波电路、驱动电路和控制电路组成。控制电路主要包括MCU控制器、升压控制、电压检测和电流A／D检测所示等电路组成。

　　2 SPWM逆变电源工作原理

　　本逆变器电源的前级采用SG3525来交替输出两路PWM信号以控制开关管，然后经过高频变压器升压整流和LC滤波后产生400 V电压。再通过单片机编程产生等效正弦波的矩形脉冲波来控制逆变桥开关管的导通和关断。从而使其工作在SPWM控制方式。图2所示是其逆变电路的电原理图。图2中的左桥臂工作在高频调制方式，即Q1和Q3按照SPWM开通：右桥臂工作在高频调制方式，即Q2和Q4按照SPWM开通，最后经过滤波得到正弦波。

　　3 SPWM正弦波脉宽调制方法

　　SPWM正弦脉宽调制法是采用调制波为正弦波、载波为三角波的一种脉宽调制方法，可广泛应用于逆变器电源上。SPWM的输出波形控制算法有面积等效法、自然采样法、对称规则采样法、不对称规则采样法等，本文采用脉宽调制波的面积等效法来实现SPWM控制。图3所示是其SPWM波形图，该方法将半个周期的正弦波波形分成N等分，从而把该正弦波看成是由N个彼此相连的脉冲所组成，这些脉冲宽度相等(都等于π／N)，幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果能把这种脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，并使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合。且使矩形脉冲和相应的正弦部分的面积脉冲量相等，那么，就可以得到相应的脉冲序列。这样，再使各脉冲的宽度按正弦规律变化，同时使矩形波与正弦波等效，就可以实现SPWM正弦脉宽调制。

　4 软件设计

　　4．1 正弦波脉宽的生成

　　根据正弦波脉宽调制(SPWM)的产生原理，若把U=Urmsintωt正弦波在半周期内N等分，第i个等分段正弦波的面积为Si，则有：

　　若再使矩形波的幅值等于输入正弦波的幅值Urm，并使每段矩形波的面积等于对应段的正弦波的面积，那么，便可以得到矩形波脉宽的值为：

　　由于脉冲宽度是按照正弦波的规律变化，故可把这些脉冲宽度DK的值编制成数值表，再用单片机通过查表输出脉冲序列。实验时，可采用载波频率fc=25 kHz，交流频率fs=50 Hz，载波比N=fdfs来确定正弦波离散点的个数，即一个周期内的脉冲个数(设N=500)。为了节省表的存储空间，实际编程时，可保存半个周期内的正弦波离散点，即保存N／2个点，然后用交替的方式输出SPWM波形来控制逆变桥的工作。

4．2 SPWM的软件实现

　　本系统以PIC16FXX单片机为核心，晶振选用20 MHz，指令周期为0．2μs，SPWM波驱动开关管的工作频率为25 kHz，那么，单片机中寄存器的初始化设置如下：

　　首先设置PORTC为输出模式，即TRISC=0X00。设置CCP模块为PWM功能。同时必须在CCPXCON寄存器中设置CCP模块为PWM模式，即CCPxM3：CPxM0=11XX。

　　然后再通过PR2来确定PWM的开关周期寄存器，并使TSFMW=(PR2+1)×4TOSC(TMR2 PrescaleValue)，fSPWM=1／TSPMW。因为工作频率f=25 kHz，故PR2=0XC7；且工作周期寄存器CCPRxL的值是可变的。

　　在程序初始化完成之后，系统中的定时寄存器TMR2将启动并开始工作，此时，PWM单元的引脚输出为高电平；当TMR2>CCPRxl时，PWM单元的引脚开始输出低电平；当TMR2=PR2时，TMR2被归0，并重新开始下一个周期计数，同时PWM单元重新输出高电平。当TMR2的中断标志位TMR2IF被置高电平时，系统将执行定时中断服务程序，图4所示是其SPWM流程图。中断程序 完成查找正弦表值和A／D取样值后，再进行PI调节，即可得出修正值，并将该修正值写入CCPRxL寄存器中。图5所示是该SPWM逆变器电源的输出波形图。

　　5 结束语

　　试验表明，基于HC单片机控制的逆变器电源可满足小功率逆变器的要求，而且可用单片机实现数字化SPWM波的控制。本方式不但比传统的模拟控制方式具有一定的优越性，而且该逆变器电源的效率更高、体积更小，同时还具有设计灵活、性能可靠，输出稳定，谐波小等优点。

1 前 言

    由于电力，通信、航空以及大型信息、数据中心等行业高端设备对供电电源系统容量和质量的要求越来越高，其中“大容量”、“高可靠性”和“不间断”供电的特征，集中体现了高端设备对其动力系统共同和基本要求。本文探讨了基于DSP的逆变电源并联控制系统。文章的创新之处是实现多个逆变器模块的并联供电电源系统，以满足不同的负载功率及供电可靠性要求。逆变电源并联控制技术的研究具有深远的社会影响和社会效益。

2 基于DSP的逆变电源并联系统分析和设计

    2.1 单逆变电源模块分析与硬件设计

    在并联式分布电源系统中，首先必须尽量保证模块间的一致性：每个模块良好的负载特性和稳定；为了满足这样的要求，逆变器主电路的结构不断变化更新，高频软开关技术也广泛地应用到DC/AC逆变电源中。

    高频脉冲直流环节逆变器是基于谐振直流环节逆变器的原理提出的一种新的结构。该逆变器既能够实现输入和输出之间的电气隔离，又能够实现逆变桥功率管的零电压开关。

图1 逆变器的主电路图

    （1） 逆变器主电路

    逆变器主电路如图1所示。主电路由3部分组成：交错并联正激变换电路、吸收电路和全桥逆变电路。

    （2）保护电路以及输出滤波器的设计

    本系统中，采用了滤波电感作为过流保护，如图1所示，滤波电路由Lr1、 Lr2和Cr组成。在直直变换器和吸收电路之间串接滤波电感Lr1和一个较小的电容Cr，在逆变桥输出端另外在串接另一个小电感Lr2。电压反馈检测点取至电感Lr1前面，这样可以起到限流作用。同时，滤波电感又处在电流滞环控制中，一方面起涟波作用，另一方面在电流环中起积分器作用。若Lr1取值过大，将影响：①电流跟踪速度、减缓系统动态响应速度；②导致输出电压稳态精度降低；③增加系统的体积、重量和成本。电感电流的变化率须大于给定电流的变化率，才能保证电感电流跟踪上给定电流，据此推得下式：

    Lr1＜（Ubmax－Uomax sin a）／IgmaxWo

    式中a——感性负载的功率因数角
    Ubmax——脉冲电压Uab的最大峰值
    Uomax——输出电压的峰值

    如果Lr1取值太小，电感电流的脉动量增大，输出电压的质量会受影响，因而必须限制电感电流的最大变化量。经过计算和试验电路参数选择如下：Lr1＝15mH、Lr2＝3mH，Cr＝220nF。

    2.2 控制部分的电路设计和分析

    控制部分的电路主要由一片数字信号处理器（TMS320LF2407A）和脉宽调制专用集成芯片UC3524构成。

    （1）数字信号处理器（TMS320LF2407A）的介绍

    本系统各逆变模块采用美国TI公司的数字信号处理器MS320F2407A，属于TI公司的TMS320C2XX系列。从数据传输预处理的实时性、快速性以及性能价格比等方面考虑，本系统选用了TMS320F2407A。

    （2）SPWM波形的产生

    在本设计中仍然采用专用脉宽调制集成芯片UC3524产生SPWM波形。

图2 逆变模块控制原理图

    由上图2可知：DSP通过高速D／A转换器向UC3524发送标准的半正弦调制波（参考信号），限流参考信号以及载波同步控制信号等控制量。以此来调节SPW调制波形；在图的左部分，直直变换电路和脉宽调制芯片UC3524通过电压、电流反馈构成了一个双闭环系统，这是单个逆变器SPWM生成和稳压控制策略的核心。这样能保证DSP还有大量的系统资源（系统时间）进行各种控制算法以及模块间数据传输，完成并机功能。
 2.3 模块间并联控制部分的设计

    分散逻辑并联控制方式可使各逆变电源模块不依赖于集中控制单元或某个主模块，能独立的检测和控制本模块在系统中的工作状态而实现模块间的输出功率合理分配，并能很好的抑制模块间的环流，从而实现模块化逆变电源在并联电源系统中的独立运行控制。

    根据以上的分散逻辑控制理论分析，本设计中采用的分散控制的并联冗余逆变器控制系统。在该系统设计中，模块之间的CAN总线作为均流互联线，同时从工程实际应用的角度考虑，在系统的中有引入了一组同步母线，由于同步母线和相应的同步控制策略大幅简化了分散逻辑控制并联冗余控制方案的实现。

1）并机部分硬件结构

    单机控制部分由DSP控制UC3524输出产生PWM波形，从而控制单个逆变模块输出220Y，50HZ的交流电。检测部分由DSP和各检测电路组成，DSP实时检测逆变器的输出电压、输出电流、直流输入电压以及模块温度等各项参数，根据模块当前的工作状态控制模块功率输出。并机部分由DSP及并机接口电路组成，并机接口电路采用抗干扰能力强的CAN总线进行各逆变模块之间的数据通信，DSP通过CAN总线发送本模块的电压、电流和功率等信息给其他逆变器模块或者接收其它模块传送过来的电压、电流和功率等信息，并将这些信息按均流控制算法，使各逆变模块之间均衡负载。

    （2）并机线的设计

图3 并机控制部分的硬件结构图

    由上图3可知，在本系统中，逆变模块间的并机线主要包括CAN总线和同步母线两部分：

    1）并机通信线

    在本系统中，每个模块采集各自逆变桥输出端的电压和电流，经过一定的计算后，通过CAN总线主动向其他的模块传送自己的电压，电流和功率，由于CAN总线的传输速度高达1Mbps，几乎是在每个模块在其他模块信息的同时，也获取了其他模块的信息。

    假设逆变器并联系统共16个模块并联，CAN总线的通信波特率为1Mbps，采用广播的通信方式。由于CAN总线传送一个数据帧共有10个字节，因此单个逆变器模块将本模块的数据传送到其它逆变器模块的时间为：信方式。由于CAN总线传送一个数据帧共有10个字节，因此单个逆变器模块将本模块的数据传送到其它逆变器模块的时间为：t1＝10*8b／1Mbps＝80us。

    在系统8个逆变器模块并联的情况下，所有模块相互之间数据传送完成共需要时间为：t＝8*80us＝0.64ms。

逆变器输出一个50HZ的正弦波周期为20ms，模块之间相互传送信息一次需要的时间仅为0.64ms。这使得各个逆变电源模块根据可以达到实时调节。根据无功电流（无功功率）的差异调整输出电压、电流的给定值和改变SPWM的调制波，调节模块间因输出电压差异造成的无功电流差异，从而解决了无功功率的均衡问题。

    2）同步母线

    本系统中运用少许模拟器件设计了一种高效的同步母线，下图是两台逆变器为例说明同步母线的连接图。

图4 同步母线连接图

    两个逆变模块间只需一根模拟线相接，图中每个模块中的DSP控制器都有两个通用I/O、分别用于对同步母线进行检测和控制。每个模块在对同步的电平信号进行检测，与此同时通过端口OUT详同步母线上发送本模块的同步脉冲，实质上是，通过同步母线，各模块之间的同步信号相互影响、相互跟踪，从而达到同步。

3 结 论

    本文设计了一套基于DSP控制的逆变电源并联控制系统，并进行了各种性能实验研究，实验表明了本设计的可行性和有效性，可以实现多台逆变模块非联电源系统可靠的运行以及功率均分。

    文章的创新之处是实现多个逆变器模块的并联供电电源系统，以满足不同的负载功率及供电可靠性要求。
 

引言

　　由于逆变器传递函数不易得到，而且电压输出经常波动，传统的单纯PID控制难以达到快速和稳定的响应，而模糊控制与PID相结合的控制方法，通过对误差量的变化实时分析，调整PID参数，达到快速响应和无差跟踪，可实现逆变电源的高精度实时控制。

　　1 模糊控制系统原理
模糊PID控制器以电压偏差e 和偏差变化量ec作为输入，PID 参数模糊自整定是找出PID 三个参数与e 和ec 之间的模糊关系，在程序运行中通过不断检测e 和ec，根据模糊控制原理对三个参数进行在线修改，以满足不同e 和ec 对控制参数的不同要求，从而使被控对象有良好的动、静态性能。其在线自校正工作流程如图1所示。
　　

　　图中：ki、kp、kd分别为积分增益系数、比例增益系数和微分增益系数。
　　1.1 PID调整控制器
　　图1 中r 为给定参考电压，u 是逆变器实际输出电压，e 是偏差信号，ec 是偏差变化率。模拟形式的PID控制算式为
　　

　　本文采用TMSLF2407实现数字PID控制，对式（1）进行离散化，可得到式（2）PID 控制的离散形式，为了增加系统的可靠性，采用增量式PID控制算式，式（2）为第k 次PID控制器的输出量，减去第k-1次PID 控制器的输出量即可得到式（3）增量式PID 控制算式。
　　

1.2 模糊PID的实现
　　DC辕AC逆变电源控制的主要是输出电压及频率的准确性。频率的准确性由PWM发生器决定（它是一个存贮在存储器内的一个正弦输出表格），只要触发计算准确就能达到设计要求。负载的变化使输出电流产生变化，对于一定脉宽输出的DC辕AC电源来说，势必导致输出电压的变化。因此采用模糊控制规则根据不同的渣e渣和渣ec渣，对PID控制器的参数kp、ki、kd进行在线自整定来调节输出电压。模糊控制器的输入变量是偏差绝对值渣E渣、偏差变化率绝对值渣EC渣，
　　模糊控制器的输出是PID 控制器的比例增益系数KP、积分增益系数KI和微分增益系数KD。本文采用CRI（Compositional Rule of Inference）推理法设计模糊规则，为了在实时控制中避免关系矩阵的合成运算，先在脱机状态下把所有可能的输入和输出情况计算出来，形成一张控制表去执行控制，控制表是以整数形式表示的，为了能产生控制表，在CRI推理法中把语言变量的论域转换成有限整数的论域，本质上是把连续论域离散后产生离散论域。采用式（5）可以将连续域离散化到整数论域N。

　　本文中，各语言变量的挡数均为4 挡（零、小、中、大），因此取整数论域N 为{0，1，2，3，4，5，6}。此时，如图2所示，可取语言变量值4挡如下：
　　大（L）———取在5、6附近
　　中（M）———取在3、4附近
　　小（S）———取在1、2附近
　　零（Z）———取在0附近
　　在本文中利用CRI法推理时，控制过程是用查控制表来产生控制量的，在控制表中，模糊偏差量渣E渣、模糊偏差变化率渣EC渣，PID控制器的模糊比例增益系数KP、模糊积分增益系数KI和模糊微分增益系数KD都是用其对应整数论域的元素来表示的。对于单个实时精确量利用式（5），得到的结果再四舍五入，就求出了对应整数论域的相应元素，从而实现了输入量的模糊化。
　　

　　针对不同的e 和ec，kp，ki，kd的整定原则为：
　　1）当渣e渣较大时，为使系统具有较好的跟踪性能，应取较大的kp与较小的kd，同时为避免系统响应出现较大的超调，应对积分作用加以限制，通常取ki=0。
　　2）当渣e渣和渣ec渣中等大小时，为使系统具有较小的超调，kp应取小一些，在这种情况下，kd的取值对系统的影响较大，应取小一些，ki的取值要适当。
　　3）当渣e渣较小时，为使系统具有较好的稳定性能，kp和ki 均应取大些，同时为避免系统在设定值时出现振荡，并考虑系统抗干扰的性能，当渣ec渣较大时，kd
　　可取小些；渣ec渣较小时kd可取得较大些。
　　根据以上整定原则和总结工程设计人员的技术知识和操作经验，建立了表1所列的模糊规则表。
　　

　　式中：k 为模糊控制中对模糊量进行反模糊化时的比例因子。

1.3 DSP 软件算法实现
　　为了保证模糊PID 控制的实时性和准确性，DSP在A/D采样的中断子程序中就调用模糊PID控制算法程序，立即计算出输出控制量并送到被控对象，根据TMSLF2407 的性能，机器时钟周期和中断延时可以计算出本系统从采样当前实际输出值到输出控制量大约需要6.67 滋s ，这对于1ms一次的采样来说是足够的，完全满足实时性要求。程序流程图如图3所示。
　　

　　下面是部分程序。
　　执行PID控制
　　PID_Control：
　　SETC SXM
　　SETC OVM
　　SPM #O
　　LDP #4
　　LACL ADRESULTSACL PID_input
　　DALL Fuzzy_PID_table
　　反模糊变化程序
　　Fuzzy_PI_end：
　　LT k1
　　MPY Fuzzy_K
　　PAC
　　SACL Kp
　　LT k2
　　MPY Fuzzy_K
　　PAC
　　SACL Ki
　　LT k3
　　MPY Fuzzy_K
　　PAC
　　SACL K
　　RET
　　2 实验结果
　　图4为实验波形，其中（a）、（b ）为PID控制时突减负载、突加负载时的电压波形。（c）、（d ）为模糊PID控制时突减负载、突加负载的电压波形，从实验结果可以看出采用模糊PID控制的方法与一般的PID 控制方法相比具有动态响应速度快、超调小，输出稳定后其幅值变化很小，突加、减负载时电压变化幅值小的优点，因而能更有效地抑制负载突变或外界干扰对电压的影响。
　　

3 结语
　　1）模糊PID控制器既具有模糊控制的自适应能力，又具有PID控制器灵活性的特点。
　　2）模糊控制作为一种智能控制方法，在逆变电源电压控制应用中获得了较好的控制效果，具有控制精度高，实时性、稳态输出特性好等优点。
　　3）采用DSP控制系统在满足逆变电源控制的要求下，具有成本低、控制灵活、可靠性高的特点。

本文来源：https://www.2haoxitong.net/k/doc/9d794871a417866fb84a8e5d.html