近几年来，各式各样的开关电源以其小巧的体积、较高的功率密度和高效率越来越得到广泛的应用。随着电力系统自动化程度的提高，特别是其保护装置的微机化，通讯装置的程控化，对电源的体积和效率的要求不断提高。电源中磁性元件和散热器件成了提高功率密度的巨大障碍。开关频率的提高可以使开关变换器（特别是变压器、电感等磁性元件以及电容）的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。另外，提高开关频率可以降低开关电源的音频噪声和改善动态响应。但是由于开关管的通断控制与开关管上流过的电流和两端所加的电压无关，而早期的脉宽调制（PWM）开关电源工作在硬开关模式，在硬开关中功率开关管的开通或关断是在器件上的电压或电流不等于零的状态下强迫进行的，电路的开关损耗很大，开关频率越高，损耗越大，不但增加了热设计的难度而且大大降低了系统得可靠性，这使得PWM开关技术的高频化受到了许多的限制。
根据高频电力操作电源的设计要求，结合实际的经验和实验结果选择合适的开关器件，设计出稳定可靠、性能优越的控制电路、驱动电路、缓冲电路以及主要的磁性元器件。对最大电流自动均流法的工作原理以及系统稳定性进行了较为深入的研究。采用均流控制芯片UC3907设计了开关电源的均流控制电路，使模块单元具有可并联功能，可以实现多电源模块并联组成更大功率的电源系统。
1 系统原理的设计思想
在设计大型的开关电源模块时，首先需要对系统有一个整体的规划，以便于设计整体结构及相应的辅助电源。高频开关直流电源系统的总体框图。（如图1）。
2 控制主电路设计
2.1电压电流双环控制
为了实现输出电压电流均可控，通常采用电流模式控制，常用的电流模式控制有峰值电流控制法和。针对峰值电流控制的不稳定性，容易发生次谐波振荡，对噪声敏感，抗噪声性差等几个缺点。我们采用平均电流控制法PWM。
平均电流模式采用双闭环控制，其内环控制输出滤波电感电流，外环控制输出电压，提高了系统响应速度。平均电流模式控制PWM的原理图（如图2）。
图2 平均电流模式控制原理图
将误差电压信号Ue接至电流误差信号放大器的同相端，作为输出电感电流反馈的控制信号Uip。将带有锯齿纹波状分量的输出电感电流反馈信号Ui接至电流误差信号放大器的反相端，跟踪电流控制信号Uip。Ui与Uip的差值经过电流误差放大器放大后，得到平均电流跟踪误差信号UC。再由UC与三角锯齿波信号通过比较器比较得到PWM控制信号。UC的波形与电流波形Ui反相，所以，是由UC的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波的上斜坡比较产生控制信号。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。但为了稳定工作，要求电感电流的下降坡度不能大于晶振的坡度。
2.2小信号分析及电流、电压环PI调节器的参数设计
控制方式有恒压和恒流两种工作方式。当D1导通时，电路工作在恒流模式，此时，电压环不起作用，电路相当于单环控制。当D1截止时，电路工作在恒压模式下，电路采用串级双环控制，电流环作为电压环的内环，电压环PI调节器的输出Ue作为电流环PI调节器的给定。其电路方框图（如图3）所示，在设计参数时，先设计电流环的调节器，获得稳定的内环，然后得到电流环的闭环传递函数Tic（s），并将其作为电压环的一个环节，（如图4）所示，然后设计电压环的调节器。这种控制方式的最大的优点是很好地解决了电路的限流问题，使电路具有最快的限流响应速度。而且可以通过调节电阻R3，减小D1管压降的变化量，以提高这种控制方式的稳流精度。
H为输出电压采样系数，
Ki为电感电流采样系数；
FM为脉宽调制器的传递函数，FM=1/Upp，（Upp为三角波峰峰值）；
图3 双环控制模式下的电路方框图
图4 电压外环等效方框图
GV（s）为电压环PI调节器的传递函数：
（1－1）
Gi（s）为电流环PI调节器的传递函数：
（1－2）
Gdi（s）为主电路的占空比对电感电流的开环传递函数
（1－3）
忽略输出滤波电感电容的等效电阻的影响
（1－4）
式中：
Udc输入直流母线电压；
n为副边与原边的匝比
L为输出滤波电感值；
RL为滤波电感的电阻；
C为输出滤波电容；
RC为滤波电容的串联等效电阻；
R为负载电阻。
Z（s）为负载和输出电容支路的并联阻抗：
（1－5）
由图3可得，电流环（内环）的闭环传递函数为：
（1－6）
然后由等效方框图图4可得，补偿前电压环的开环传递函数为：
3 控制电路设计
采用集成芯片UC3525外加运放构成平均电流模式控制电路并用单片UC3525外加逻辑电路的方式形成有限双极性控制的4路控制信号（如图5）。
1） 外环控制。电压给定信号与输出电压反馈信号经运放U1补偿比较得Ue，接到UC3525的内部误差放大器正相输入端2脚作为反馈电流的控制信号Uip。当输出电流超过给定限流值时，D11导通，Uip被嵌在给定限流值上。
2） 内环控制。采样电阻检测输出电流并通过电流检测放大器得电流反馈信号。接到UC3525的内部误差放大器反相输入端的1脚，与Uip进行比较。UC3525的9脚为反馈补偿端。
3） 有限双极性控制。UC3525的4脚为同步信号输出，该信号作为D触发器U3的时钟信号，U3的Q端（1脚）和端（2脚）既可得到占空比为50％相位相差180的两组脉冲，Q11、Q12用于控制死区时间。
图5 单片UC3525构成有限双极性控制原理图
4 驱动电路设计
在IGBT的使用过程中，驱动电路选择的合理性和设计是否正确是影响其推广使用的问题之一。IGBT的通态电压、开关时间、开关损耗、承受短路能力以及dv/dt电流等参数均与门极驱动条件密切相关。
IGBT的驱动电路原理图如图6所示。
图中Q1为由控制电路产生的驱动信号输入，fault为本驱动电路在检测到过流等故障时发出的故障检测信号。C1、G1、E1分别接IGBT的源栅漏级。驱动电路的供电，采用单电源加稳压管的方式。
对于M57962AL驱动电路，在以下两种情况容易导致驱动电路失去负偏压：一是产生负偏压的稳压二极管D2被击穿短路；二是驱动电路在单电源供电时，因失去电源供电电压的时候。此时若按传统的M57962AL单电源供电的典型接法（如图7），并没有保护信号给出，易造成IGBT的损坏
图6 IGBT的驱动电路原理图
针对上述所说的情况，对M57962AL的外围电路进行了一些改进（如图7）所示。在正常情况下，D4导通，M57962AL的8脚为高电平，D1截止，VT导通，光耦输出呈低阻态，故障信号为低电平，表现为无故障。过流保护时，D4截止，M57962AL的8脚为低电平，D1导通，VT截止，光耦输出呈高阻态，故障信号为高电平，表现为有故障发生。如果稳压二极管D2击穿短路，则D4截止，VT截止，光耦输出呈高阻态，同样给出故障信号。如果驱动电路失去+24V电压，则光耦无电流流过，仍然表现为故障保护。这样就避免了IGBT因为失去负偏压或者失去供电而导致损坏。
图7 M57962AL的典型接法
http://www.61ic.com/Technology/Power/201006/26620.html
本文来源：https://www.2haoxitong.net/k/doc/d8bd1ac5aa00b52acfc7ca70.html
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